Um projeto para um VHF banda larga 40W RF Amplificador de Potência para a transmissão FM

Introdução

O que este projeto é para

Para aumentar a potência de saída dos excitadores de banda de transmissão FM de baixa potência, vários deles estão disponíveis comercialmente, tanto em kits quanto prontos para uso. Vejo Como ser uma estação de rádio comunitária links para comentários de alguns dos exciters mais populares.

Quem é este projeto para?

• Aqueles que estão familiarizados com os componentes electrónicos RF e técnicas de construção mecânica
• Aqueles que já construíram e testaram amplificadores de potência VHF (> 10W) ​​com sucesso

Para referência, ver Introdução ao Rádio Comunitária Estação Electrónica

O seguinte equipamento de teste será necessário para ajustar o amplificador:

• corrente estabilizada poder limitado de alimentação (+ 28V, 3A)
• Multímetro, com 3A ou maior escala atual
• 50W VHF Carga fictícia
• RF Power Meter
• excitador de FM, com aprox. 26 - 27 dBm de potência de saída
• RF Spectrum Analyser
• RF Rede Analyser ou um analisador de espectro com gerador de tracking
• atenuador de potência de RF

Este projeto é NÃO adequado para iniciantes e novatos em VHF RF. Essas pessoas correm os seguintes riscos:

• queimaduras térmicas e de RF
• eletrocussão
• Destruição de caros componentes de RF e equipamentos de teste
• radiação RF espúria indesejada, resultando em interferência em outros usuários do espectro eletromagnético, arriscando, assim, uma visita do estado, e consequente risco de confisco de equipamentos, multas, e possivelmente prisão.
• Uma grande quantidade de estresse e frustração.

Por que este projeto é necessário

Acredito que a qualidade da grande maioria dos esquemas e designs de equipamentos de transmissão FM disponíveis na Internet está longe de ser satisfatória. Veja meu conselhos sobre a construção de planos na web. Em particular, as informações disponíveis sobre amplificadores de potência VHF RF são ainda mais desesperadoras, por exemplo, projetos que usam dinossauros ou dispositivos como o TP9380. Este projeto é baseado em um novo dispositivo MOSFET, com as vantagens associadas de

• alto ganho
• alta eficiência
• facilidade de ajuste

Visto que a maioria dos designs na web tem mais de 10 anos, o uso de um dispositivo introduzido recentemente deve maximizar a vida útil do design. Eu também uso este projeto como um veículo para demonstrar a quantidade de informação necessária para que um terceiro não equipado com habilidades de leitura de mente construa este amplificador com sucesso. O ponto é este: se uma pessoa é suficientemente qualificada e experiente para construir algo com informações de projeto escassas, por exemplo, apenas um esquema, eles são igualmente capazes de construir a partir de nenhuma informação. Por outro lado, uma pessoa que não tem esse nível de habilidade e experiência exigirá instruções detalhadas para ter sucesso.

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projeto Procedimento

O projeto do amplificador é baseado no recentemente introduzido (1998) Motorola MRF171A MOSFET (folha de dados MRF171A in PDF formato).Não confunda isso com o agora descontinuado, dispositivo mais antigo, MRF171.  Janeiro 2002 - Motorola muda sua carteira de produtos dispositivo de potência de RF mais oftern do que algumas pessoas mudam suas partes inferiores. Parece que a Motorola tenha descarregado este dispositivo a M / A-Com.

Simulação Computacional

A viabilidade inicial foi realizada usando um pacote de simulação de RF linear e microondas, especificamente o Supercompact. A versão usada foi a 6.0, que francamente considero um software péssimo e não recomendo nada. Para este dispositivo, a Motorola fornece parâmetros S e impedâncias de terminação única de grande sinal. Os parâmetros S são medidos em 0.5 A de corrente de drenagem quiescente, o que representa um passo à frente na caracterização do dispositivo, uma vez que tradicionalmente os parâmetros S tendem a ser medidos em correntes de dreno bastante baixas. Embora isso seja satisfatório para dispositivos de pequeno sinal, o uso de parâmetros S medidos em pequenas correntes de drenagem é limitado para o projeto de amplificador de potência. 

Embora as informações do parâmetro S medidas em 0.5 A possam ter fornecido um ponto de partida de design útil, escolhi basear o design nas impedâncias de sinal grande de terminação única. Estes são medidos pelo fabricante do dispositivo ajustando o dispositivo para melhor desempenho em cada frequência de teste em um dispositivo de teste genérico. O dispositivo de teste é então removido e um analisador de rede vetorial é usado para medir a impedância complexa olhando para trás na rede de casamento, enquanto estes são finalizados com 50 R. Este procedimento é realizado para as redes de casamento de entrada e saída. A vantagem de grandes dados de impedância de sinal é que eles podem ser medidos na potência de saída real que o dispositivo foi projetado para gerar e, como tal, são mais representativos em um cenário de amplificador de potência. Observe que as impedâncias grandes e simples fornecem apenas informações para permitir que uma rede de correspondência de entrada e saída seja sintetizada, elas não fornecem informações sobre o ganho provável, eficiência, desempenho de ruído (se relevante) ou estabilidade do amplificador resultante.

Este é o arquivo usado para sintetizar a rede de entrada.

* Mrf171i1.ckt; Nome do arquivo

* bloco de definição de variável, o primeiro valor é o valor mínimo permitido, * o terceiro é o valor máximo permitido, o meio é variável

C1:? 1PF 30.2596PF 120PF? C2:? 1PF 21.8507PF 120PF? L1:? 1NH 72.7228NH 80NH? C3:? 1PF 179.765PF 180PF? L2:? 1NH 30.4466NH 80NH? BLK; Circuito netlist cap 1 2 c = c1 cap 2 0 c = c2 ind 2 3 l = l1 cap 3 0 c = c3 ind 3 9 l = l2 res 9 0 r = 33; gate bias feed resistor um 9 mrf171ip; referência para 1 porta de dados IPNET: 1POR 1; criar uma nova rede de 1 porta END FREQ STEP 88MHZ 108MHZ 1MHZ END OPT

* Declaração de controle de otimização, diz ao simulador para otimizar entre * 88 e 108 MHz, e para atingir uma perda de retorno de entrada melhor que * -24 dB

   IPNET R1 = 50 F = 88 MHz 108 MHz MS11 -24DB LT

END DATA

* Defina uma rede de uma porta chamada mrf171ip, referenciando as impedâncias complexas equivalentes da série de sinais grandes *. Esses dados estão disponíveis em 4 * pontos de frequência

* Defina as informações do parâmetro Z, formato real e imaginário, * a impedância de referência é 1 Ohm

   mrf171ip: Z RI RREF = 1 * MRF171A Z FONTE 30MHZ 12.8 -3.6 100MHZ 3.1 -11.6 150 MHz 2.0 -6.5 200 MHz 2.2 -6.0 END

Obviamente, o uso de um simulador não fornece qualquer ajuda na seleção da topologia do circuito, nem dos valores iniciais para os componentes da rede. Essas informações vêm da experiência em design. Todos os valores de otimização foram restringidos com máximos e mínimos para manter a rede resultante realizável.

Inicialmente, uma rede de correspondência de 3 pólos foi tentada, mas não foi capaz de fornecer uma correspondência de banda larga suficiente nos 20 MHz. O uso de um circuito de 5 pólos permitiu que o objetivo de otimização fosse alcançado. Observe que a polarização da porta 33R está incluída na simulação, pois ajuda a de-Q a rede de entrada e melhora a estabilidade no amplificador final.

Um procedimento semelhante foi executado para a rede de saída. Nesta simulação, a alimentação do dreno foi incluída na simulação. Embora, à primeira vista, o valor deste estrangulamento não seja crítico, se ficar muito grande a estabilidade pode ser comprometida, se ficar muito pequeno, torna-se parte da rede de casamento de saída, o que neste caso não foi considerado desejável .

escolhas de componentes

Como a potência de entrada é de apenas meio watt, capacitores e trimmers de cerâmica padrão foram usados ​​no circuito de correspondência de entrada. L1 e L2 (consulte a esquemático) poderia ter sido feito muito menor, mas foram mantidos grandes para consistência com os indutores usados ​​na rede de saída. Na rede de saída, capacitores revestidos de metal de mica e aparadores de compressão de mica foram usados ​​para controlar a energia e manter as perdas de componentes ao mínimo. O choke de banda larga L3 fornece alguma reatância com perdas em frequências RF mais baixas, C8 cuida do desacoplamento AF (frequência de áudio).

O uso de um MOSFET de canal N no modo de aprimoramento (uma tensão positiva polariza o dispositivo em condução) significa que o circuito de polarização é simples. Um divisor de potencial extrai a tensão necessária de uma baixa tensão estabilizada por um diodo zener de 5.6 V. O segundo 5.6V zener, D2, é instalado como uma medida de precaução para garantir que não seja aplicada tensão excessiva à porta do FET, o que certamente resultaria na destruição do dispositivo. Os puristas estabilizariam a temperatura da corrente de polarização, mas como a polarização não é crítica nesta aplicação, isso não foi incomodado.

Um soquete BNC foi usado para a entrada de RF, devido à baixa potência de entrada de RF. Eu usei o tipo N para a saída de RF, não uso BNC acima de cerca de 5W e não gosto de conectores de estilo UHF. Pessoalmente, não recomendo o uso de conectores UHF acima de 30 MHz.

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Construção

O amplificador foi construído em uma pequena caixa de alumínio fundido. As conexões de entrada e saída de RF são feitas por soquetes coaxiais. A fonte de alimentação é encaminhada por meio de um capacitor de passagem de cerâmica aparafusado na parede da caixa. Esta técnica de construção resulta em excelente blindagem, evitando que a radiação de RF escape do amplificador. Sem ele, quantidades significativas de radiação de RF poderiam ser irradiadas, interferindo em outros circuitos sensíveis, como VCOs e estágios de áudio, também poderiam ocorrer quantidades significativas de radiação harmônica. 

A base do dispositivo de alimentação fica em um recorte no chão da caixa fundida e é parafusada diretamente em um pequeno dissipador de calor de alumínio extrudado. Uma alternativa seria ter a base do dispositivo de alimentação no chão da caixa de diecast. Isso não é recomendado por duas razões, ambas relacionadas a fornecer um caminho eficaz para conduzir o calor do FET. Em primeiro lugar, o piso da caixa fundida não é particularmente liso, o que resulta em um caminho térmico ruim. Em segundo lugar, ter o piso da caixa fundida no caminho térmico introduz mais interfaces mecânicas e, portanto, mais resistência térmica. Outra vantagem da técnica de construção escolhida é que ela alinha corretamente os terminais do dispositivo com a face superior da placa de circuito.

O uso do dissipador de calor especificado exigirá o uso de resfriamento com ar forçado (um ventilador). Se você planeja não usar um ventilador, um dissipador de calor muito maior será necessário e o amplificador deve ser montado com as aletas do dissipador de calor verticais para maximizar o resfriamento por convecção natural.

A placa de circuito consiste em um pedaço de fibra de vidro PCB (placa de circuito impresso) revestido com 1 oz Cu (cobre) de cada lado. Usei Wainwright para formar os nós do circuito - basicamente pedaços autoadesivos de material de PCB de um lado estanhado, cortados no tamanho certo com um par robusto de cortadores laterais. Uma alternativa fácil é usar pedaços de material de PCB de lado único com 1.6 mm de espessura, cortados no tamanho certo e estanhados. Estes são colados no plano de base com um adesivo do tipo cianoacrilato (por exemplo, super-cola ou Tak-pak  FEC 537-044). Este método de construção resulta no lado superior do PCB sendo um excelente plano de aterramento. A única exceção a isso são as duas almofadas para o portão e o dreno do FET. Eles foram criados raspando cuidadosamente a camada superior de cobre com um bisturi afiado e, em seguida, removendo as lascas de cobre com o auxílio de uma ponta de ferro de solda de ponta fina e do bisturi. Passar a ponta de ferro ao longo do pedaço isolado de cobre solta a cola o suficiente para que o cobre seja removido com o bisturi. O pad do portão assim criado é claramente visível no fotografia do protótipo

Tendo feito a abertura na placa de circuito impresso para a base do dispositivo de alimentação passar, enrolei fita de cobre no slot para unir os planos de solo superior e inferior. Isso foi feito em dois lugares, abaixo das guias de origem. A fita de cobre foi então soldada em cima e em baixo.

See fotografia para posições de componentes sugeridas. A tela vertical à direita do gabinete é uma peça de material de PCB de dupla face, soldada ao plano de aterramento superior em ambos os lados. Esta é uma tentativa de melhorar a rejeição harmônica final, reduzindo o acoplamento entre os indutores que formam o casamento de saída e os indutores que compõem o LPF. Para fazer esse tipo de trabalho de solda, será necessário um ferro de solda de 60 W ou mais - de preferência um ferro de solda com temperatura controlada. Este ferro será excessivo para os componentes menores, portanto, um ferro menor também será necessário.

Como mencionado abaixo, os indutores LPF são soldados diretamente aos guias dos capacitores de metal revestido.

Sugeriu Rough and Ready procedimento de construção

1. Corte um pedaço de material PCB dupla face para a placa principal (aprox. 100 x 85mm)
2. Crie a abertura para o FET, usando uma seleção de brocas e arquivos. Use o FET como um modelo, se necessário, mas não o sobrecarregue com estática. Certifique-se de que você acabará com o ralo do lado direito.
3. Perfurar seis buracos no PCB, estes são para segurar o PCB para a caixa de diecast
4. Coloque o PCB na caixa e usar os orifícios no PCB para perfurar através da caixa
5. Temporariamente parafuso do PCB para a caixa
6. Descubra para onde o dissipador de calor vai, embaixo da caixa. O dispositivo deve ficar no centro do dissipador. Faça mais alguns furos em todo o lote e reutilize alguns dos orifícios da PCB / caixa existentes e estenda-os para baixo através do dissipador de calor. Aparafuse temporariamente o dissipador de calor ao conjunto PCB / caixa. Quando você olha para a parte superior da caixa, você deve ver agora um pedaço de dissipador de calor revelado, do mesmo tamanho da base do FET.
7. Rig-se alguma proteção estática (se você tem um dispositivo soprado-up velho ou um dispositivo bipolar no mesmo pacote, você não terá que se preocupar com isso) e soltar o dispositivo para a abertura na placa.
8. Use o FET para dar-lhe dar as posições centro das suas 'furos de montagem
9. Retire tudo em pedaços. Faça dois orifícios no dissipador de calor para o FET
10. Faça os furos nas duas extremidades da caixa para os conectores RF e o capacitor feedthrough
11. Estanhe o PCB, superior e inferior, com um ferro grande. Use solda apenas o suficiente para obter um acabamento liso, mas não muito para criar áreas elevadas de solda, especialmente na parte inferior, pois isso evitará que a placa de circuito impresso encoste no chão da caixa.
12. Criar as duas ilhas para o portão FET e de drenagem, conforme detalhado no parágrafo acima
13. solda de fita de cobre entre as faces superior e inferior da placa de circuito impresso por baixo, onde as abas de origem será
14. Criar a ilhas PCB, estanho-los, colocá-los no PCB usando o fotografia é um guia
15. Criar e ajustar a tela entre o amplificador e as áreas LPF
16. Fit todos os componentes restantes PCB, com a excepção de o FET
17. Montar o PCB para a caixa e o dissipador de calor
18. Montar o e ligar e os conectores de RF e o capacitor de passagem
19. Tomando precauções antiestáticas novamente, aplique o filme contínuo mais fino possível de pasta de transferência de calor na base do FET. Isso pode ser feito convenientemente com um palito de madeira
20. Dobre os últimos 2 mm de cada uma das derivações do FET. Isso o tornará muito mais fácil de remover, se houver necessidade
21. Aparafuse o FET ao dissipador de calor. Muito frouxo e o dispositivo superaquecerá, muito apertado e você distorcerá o flange do dispositivo e mais uma vez ele superaquecerá. Se você tiver uma chave de fenda de torque, procure o torque recomendado e use-a. 
22. Se você entendeu as instruções corretamente, as guias do dispositivo estarão fracionariamente acima da PCB. Solde o FET com o ferro grande, primeiro as fontes, depois o dreno e finalmente o portão. Você pode ter que desconectar L4 e L5 enquanto estiver ajustando o FET, mas não desconecte R3, pois isso fornece proteção estática para o dispositivo.

esquemático

Lista de peças

Notas

1. Números Farnell Parte são apenas para Guia - outras partes equivalentes podem ser substituídos.
2. Metais folheados capacitores são ou Semco Série MCM, série Unelco J101, Underwood ou arco série MCJ-101 disponível a partir de, entre outros lugares, Peças RF.
3. MRF171A disponível a partir de BFI (REINO UNIDO), Richardson or Peças RF (NOS)
4. arco ou aparadores Sprague estão disponíveis a partir Conceitos de comunicação (NOS)
5. 18 SWG (bitola standard) é de aproximadamente diâmetro 1.2mm
6. 22 SWG (bitola standard) é de aproximadamente diâmetro 0.7mm
7. Para fazer os indutores - enrole o número necessário de voltas em um formador de tamanho apropriado, inicialmente use um espaçamento de diâmetro de fio entre cada volta. Em seguida, separe as voltas para obter o comprimento necessário na tabela da lista de peças. Finalmente, verifique o valor usando um analisador de rede e ajuste de acordo.
8. A exceção à regra de espaçamento acima é L4, que fica perto da ferida.
9. folha de cobre está disponível em lojas de artesanato (usado na fabricação de vidro manchado)
10. A / R = conforme necessário

Fotografia de Prototype Amplificador

Nota orientação do FET. A liderança com a barra é o dreno, e está à direita

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Teste filtro Low Pass

Qualquer amplificador de potência de RF deve ser seguido por um filtro passa-baixo (LPF) para reduzir o harmônicos a um nível aceitável. O que este nível é em uma aplicação não licenciada é um ponto discutível, mas conforme a potência de saída é aumentada, mais atenção deve ser dada à supressão de harmônicos. Por exemplo, um 3º harmônico de -30dBc em uma unidade de 1W é 1uW, o que é improvável que cause qualquer incômodo, enquanto a supressão do 30º harmônico -3dBc em uma saída de 1KW resulta em 1W de potência no terceiro harmônico, o que é potencialmente problemático. Então, para o absoluto harmónica de nível de radiação no segundo exemplo ser o mesmo como o primeiro, precisamos agora para suprimir a terceira harmónica por 60dBc.

Neste projeto, tomei a decisão de implementar um filtro passa-baixo Chebyshev de 7 pólos. Um Chebyshev foi escolhido porque a ondulação de fase e amplitude dentro da banda passante não era crítica, e o Chebyshev dá uma atenuação de banda de parada melhor do que comparado a, digamos, um Butterworth. O projeto de banda de parada foi escolhido para 113MHz, dando uma margem de implementação de 5MHz a partir da maior frequência de banda passante desejada em 108MHz e o início da banda de parada em 113MHz. O próximo parâmetro de projeto crítico foi a ondulação da banda passante. Para um projeto de frequência única, é prática normal escolher uma ondulação de banda passante grande, por exemplo 1dB, e sintonizar o pico do último máximo de banda passante para a frequência de saída desejada. Isso dá a melhor atenuação de faixa de parada porque uma ondulação de faixa de passagem maior resulta em atenuação de faixa de parada mais rápida. Um filtro de sete pólos tem 7 elementos reativos, neste projeto quatro capacitores e três indutores. Quanto mais pólos, melhor será a atenuação da faixa de parada, às custas do aumento da complexidade e maior perda de inserção da faixa de passagem. Um número ímpar de pólos é necessário, pois a impedância de entrada e saída foi projetada para ser 50R.

Como este projeto é de banda larga, isso restringe a ondulação da banda passante a um nível tal que a perda de retorno da banda passante não se torne horrível. Usando o excelente utilitário de design de filtro de shareware Faisyn (disponível em FaiSyn RF Design Página Software) permite que esses trade-offs sejam facilmente investigados, e me conformei com uma ondulação de banda passante de 0.02dB. Este programa também calcula os valores do filtro para você e gera uma netlist em um formato adequado para entrada nos simuladores de circuito linear mais populares. Com 7 polos, a escolha estava disponível para usar 4 capacitores e 3 indutores ou 3 capacitores e 4 indutores. Eu escolhi o primeiro, porque resulta em um componente a menos para enrolar. Os valores do capacitor fornecidos pelo programa Faisyn foram examinados para verificar se estavam próximos de um valor preferido, o que era verdade. Se eles tivessem caído entre os valores preferidos, as opções incluiriam paralelizar dois capacitores juntos, o que desnecessariamente aumenta a contagem de componentes, ou sutilmente ajustar a frequência de banda de parada e a ondulação de banda passante para obter um conjunto de valores mais desejável.

Para implementar o filtro, eu decidi usar capacitores de metal revestido de tamanho padrão feitas por Unelco ou Semco. Os indutores foram feitos de fio de cobre estanhado 18 SWG (bitola de fio padrão). Em minha experiência, há pouco a ganhar com o uso de fio de cobre folheado a prata. Os indutores foram formados em volta do centro de um padrão RS or Farnell ferramenta de ajustes (FEC 145-507) - tem um diâmetro de 0.25 polegadas, 6.35 mm. Caso contrário, use a broca de tamanho adequado. Os dois indutores externos foram enrolados no sentido horário, o interno foi enrolado no sentido anti-horário. Esta é uma tentativa de reduzir o acoplamento indutivo mútuo entre os indutores, tendendo a degradar a atenuação do stopband. Pelo mesmo motivo, os indutores são dispostos a 90 ° entre si, em vez de todos em linha reta. Os indutores são soldados diretamente nas guias dos capacitores revestidos de metal. Isso mantém as perdas ao mínimo. Um filtro cuidadosamente construído deste tipo pode exibir uma perda de inserção de banda passante melhor do que 0.2dB. Aqui estão os resultados do teste para a unidade de protótipo.

Sabendo os valores exigidos para os indutores, fiz uma estimativa fundamentada com base na experiência de quantas voltas eu precisava e, em seguida, usei um analisador de rede de RF devidamente calibrado para medir a indutância do indutor que havia criado. Esta é de longe a maneira mais precisa de determinar o valor de indutâncias de pequeno valor, já que a medição pode ser feita na frequência operacional real do filtro. Tendo medido o valor e ajustado as indutâncias de acordo, você deve descobrir que quando o filtro completo é construído, surpreendentemente pouco ajuste é necessário para finalizar o ajuste do filtro.

A melhor maneira de ajustar esse filtro é minimizar a perda de retorno de entrada da banda passante, usando um analisador de rede. Ao minimizar a perda de retorno de entrada, você minimizará a perda de transmissão em banda passante e a ondulação em banda passante. o 20MHz extensão o gráfico mostra que consegui uma perda de retorno de banda passante de -18dB. Se você não tiver um analisador de rede, as coisas serão um pouco mais complicadas. Se você está apenas ajustando para uma frequência pontual, configure uma fonte de energia RF para entrar no filtro por meio de um medidor de energia direcional. O filtro termina com uma boa carga de 50R. Agora monitore a potência refletida voltando do filtro e ajuste o filtro para minimizar a potência refletida. Se você quiser um desempenho de banda larga, terá que tentar fazer isso em, digamos, três frequências, inferior, média e superior da banda. Alternativamente, se você conseguiu medir seus indutores bem o suficiente por outros meios, você poderia simplesmente montar o filtro e deixá-lo assim, sem nenhum ajuste adicional.

Tendo sintonizado para perda de retorno de banda passante mínima, a atenuação de banda passante cuida de si mesma, você não deve ajustá-la porque vai bagunçar a perda de inserção de banda passante. o 200MHz extensão o gráfico mostra que consegui 36dB de rejeição no 2º harmônico de 88MHz, que é o pior caso. Referindo-se ao 600MHz extensão gráfico mostra a harmônica 3rd de 88MHz suprimida por -55dB, e as ordens superiores por um valor maior do que este.

amplificador Testing

Usei um analisador de rede HP 8714C para sintonizar este amplificador. Sem acesso a um analisador de rede, você terá que ser extremamente criativo para ajustar o desempenho de banda larga. Tendo ajustado o LPF, a próxima tarefa é definir o viés do FET. Faça isso com um analisador de espectro conectado à saída (por meio de uma quantidade apropriada de atenuação, pelo menos 40dB) para monitorar oscilações espúrias. Conecte uma boa carga de 50R à entrada e conecte uma PSU (unidade de fonte de alimentação) estabilizada com um limite de corrente definido para 200mA.

Defina todos os aparadores para o centro de sua faixa. Com os aparadores de cerâmica em miniatura especificados, quando a metalização da meia-lua na placa superior do aparador está totalmente alinhada com a parte plana do corpo do aparador, o aparador está na capacitância máxima. Gire 180 ° a partir daqui para capacitância mínima. Defina R1 como tensão mínima (experimente antes de ajustar o FET se você não souber de que lado é). Aumente lentamente a tensão de alimentação de 0 V até + 28 V. A única corrente consumida deve ser a do circuito de polarização, cerca de 14mA. Agora ajuste R1 para adicionar 100mA a esse valor. Não deve haver nenhuma etapa repentina na corrente obtida da PSU. Se houver, é quase certo que o amplificador esteja oscilando.

Se tudo estiver bem, desligue. Calibre o analisador de rede. No HP 8714C para esta aplicação, normalizo S11 em um circuito aberto e faço uma calibração contínua no S21 com 40dB de atenuação em linha. Obviamente, os atenuadores usados ​​devem ser classificados para pelo menos 50W de RF em frequências VHF.

Agora a vida fica um pouco complicada. Normalmente, eu recomendo olhar através da combinação de amplificador e LPF, mas como o ponto de interrupção LPF está apenas 5 MHz acima da banda passante desejada do amplificador, torna-se impossível ver a forma de resposta do amplificador se este for de banda ascendente de 108 MHz . Por esse motivo, fiz a sintonia inicial do amplificador com o LPF em bypass, o que me permitiu definir a amplitude do analisador de rede ampla o suficiente para ver onde estava a resposta do amplificador.

Com 0dBm da unidade, ajustar afastado para obter cerca de 15dB de ganho e melhor do que 10dB de perda de retorno através 88 para 108 MHz (ganho de parcela de pequenos sinais, Pin = 0 dBm) Agora vá até o amplificador, diminuindo o limite de corrente de maneira adequada. Você notará que conforme aumenta o drive RF, o ganho aumentará e a perda de retorno de entrada melhorará. Este comportamento é uma consequência de polarizar o FET comparativamente levemente. Você poderia enviesar as porcas para fora do FET e enviá-lo para, digamos, 0.5A, isso lhe dará mais ganho em níveis de drive mais baixos. Para aplicações normais, eu recomendo usar um viés inferior. Uma alta polarização em níveis de saída pequenos reduzirá a eficiência de DC para RF.

Agora você precisará resfriar o amplificador, a menos que tenha um dissipador de calor enorme. Com o HP 8714C você pode obter + 20dBm de alimentação (é o que diz na tela, na verdade é menos do que isso) (ganho de trama de sinal médio, Pin = + 20 dBm) Com este nível de drive, agora você pode ajustar para 18 a 20dB de ganho e perda de retorno melhor que 15dB. Neste ponto, eu reconectaria o LPF e estreitaria o intervalo do analisador de rede para 20 MHz centrado em 98 MHz. Dirigir o amplificador acima de 108 MHz com potência no LPF certamente não é recomendado. Antes que você se empolgue muito, mude para CW (melhor estender a varredura de varredura para vários segundos em CW para evitar ser confundido pelo fly-back de varredura do analisador) e dê uma olhada na saída no analisador de espectro. A saída deve ser limpa como a neve conduzida, lembre-se de verificar se a saída está na frequência com a qual você está excitando o amplificador, se não estiver, você verá uma terrível oscilação dentro da banda.

Para o ajuste final de nivelamento de potência, porque tive acesso a um laboratório de RF inteligente com tudo o que você poderia precisar (equipamento de teste, pelo menos), usei um amplificador de banda larga ZHL-42W Mini-Circuits para aumentar a saída do analisador de rede para permitir me para ajustar a resposta de ganho dos amplificadores plana na potência de saída total. O gráfico de ganho final foi obtido definindo a potência da fonte de forma adequada e, em seguida, fazendo uma calibração completa com o amplificador Mini-Circuits e os atenuadores de potência em linha. Isso me permitiu traçar apenas o ganho do amplificador de potência. Em seguida, mudei para varredura lenta e usei um medidor de potência de RF calibrado para medir com precisão a potência de saída de RF. Conhecer a potência de saída de RF e o ganho com precisão me permitiu calcular a potência de entrada para o amplificador de potência. Este gráfico mostra que o ganho de potência é uma sombra abaixo de 20dB e cerca de 0.3dB plana em toda a banda (ganho de terreno de grandes sinais, Pin = + 26.8 dBm) Em conjunto com o ajuste de nivelamento, a eficiência deve ser verificada. Consegui um mínimo de 60% em 88 MHz com 40W de saída, melhorando com potências de saída mais altas. Eu diria que uma boa eficiência é mais importante do que um bom nivelamento. Do ponto de vista dos ouvintes, a diferença entre a saída de 35W e 45W é desprezível, mas rodar com uma potência menor com uma boa eficiência significa que o FET funcionará mais frio, durará mais e será mais resistente a condições de falha como um alto VSWR.

A potência de saída que você escolher para finalmente operar depende de você, o MRF171A executará alegremente pelo menos 45W e provavelmente muito mais, embora eu não o recomende. Cerca de 40 a 45 W é suficiente - veja Como manter o seu final Dispositivo de energia RF Vivo para obter mais informações.

resultados amplificador

Nenhum harmônico pode ser medido na saída do amplificador até um nível de ruído de -70dBc. Isso era de se esperar, pois uma rápida investigação mostrou os harmônicos brutos do amplificador antes do LPF para cerca de -40dBc. O filtro já demonstrou ter uma supressão mínima de 2º harmônico de -35dBc. Nenhuma saída espúria era visível.

Nenhuma medição formal foi feita com VSWRs de saída ruim. Eu acidentalmente coloquei o amplificador em potência máxima em um circuito aberto por alguns segundos e ele não explodiu. Usar uma PSU com um limite de corrente cuidadosamente definido ajudará a evitar que o amplificador faça qualquer coisa estúpida sob essas condições.

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Aplicação

Como um exemplo de uma aplicação para este amplificador eu usei o Transmissão Armazém 1W FM LCD PLL Exciter para acionar o amplificador de banda larga de 40W. Para evitar a modificação da unidade Broadcast Warehouse, usei um bloco BNC 3dB de laboratório entre o excitador e o amplificador de potência, para fornecer o nível de drive correto ao amplificador. A excitatriz foi programada para três frequências distintas, em cada frequência medidos a potência de saída e o consumo de corrente, permitindo calcular a eficiência DC para RF.

tensão de alimentação Amplificador de Potência = 28V
fornecimento Exciter tensão = 14.0V, Exciter consumo atual = 200 mA aprox.

O excitador do Broadcast Warehouse incorpora um recurso de desligamento de RF fora do bloqueio, usado durante a reprogramação de PLL para que a RF não seja gerada até que o bloqueio de frequência seja recuperado. Quando o desligamento de RF dos excitadores estava ativo, a saída do amplificador foi reduzida de forma semelhante - ou seja, o amplificador permaneceu estável.

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Conclusão

Eu demonstrei um amplificador de banda larga, que uma vez sintonizado, não requer nenhum ajuste adicional para cobrir a banda de transmissão FM de 87.5 a 108 MHz. O design usa um MOSFET de última geração que fornece quase 20dB de ganho com um único estágio, tem boa eficiência de DC para RF, baixa contagem de componentes e é simples de construir. O custo das peças não deve exceder £ 50, o FET usado no protótipo custa menos de £ 25

Se este amplificador é usado com um excitador de banda larga e aéreo, a combinação resultante permite que o usuário alterne frequência transmitir à vontade, sem ajustes necessários de qualquer forma na cadeia de transmissão.

O amplificador exige um bom grau de experiência de energia RF para sintonizar e acesso a equipamentos de teste RF profissional

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Trabalho futuro

• Construir unidades adicionais para avaliar a repetibilidade
• Design de placa de circuito impresso
• Melhorar a estabilidade em condições de incompatibilidade ruim entrada
• Reduzir a contagem componente variável
• Investigar variando corrente de polarização FET para modificar ganho do amplificador

 

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Contribuído

Contribuição de Único Electrónica (Woody e Alpy)
"Aqui está um PCB para o MRF171A, mosfet de 45 watts, em sua página.
O arquivo está no formato bmp. Use filme e impressora a laser para imprimir no tamanho certo. "

MRF171A_1_colour.bmp (14 kb)

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